电子电路大全(PDF格式)-第68部分
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Cgs 1 =0。2pF ， Cgd 1 =15fF ，Csb 1 =40fF ，Cin =30fF ，求图 8－3 所示源极跟随器
的补偿线路以及得到的第一个和第二个极点。
解：由式（9…29）有
g m1Cgs 1Cs
C1 ≈ （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）=0。170pF （9…34）
且
（Cgs 1 ＋Cs ）2
R ≈ =49。3kΩ
1
C C g
gs 1 s m1
（9…35）
电容器在芯片上是可以实现的合理值。电阻可以用一个在三极管区域偏置的MOS晶体管
实现。假设使用补偿线路，传递函数的极点变为
G
p 1≈ ' in =2π×3。16MHz
C ＋C
in gs 1
g m1 ＋Gs 1
p 2 ≈ =2π×19。3MHz
C
L
使用补偿线路的速度损失非常大，因为没有补偿线路的极点频率约为 8MHz，但这里主
要的极点在 3。6MHz处。
81
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加补偿后源极跟随器 HSPICE 频率分析
网表：
EX8。2 source follower frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Vss 2 0 dc …5
Ibias 3 2 dc 100u
Rin 4 0 180k
Cin 4 0 30f
CL 3 0 10p
M1 1 4 3 2 nmos w=100u l=1。6u
Iin 4 0 dc 0 ac 1
C1 4 5 0。17p
R1 5 0 49。3k
。op
。ac dec 20 1k 1GEG
。print vdb（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
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＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
源极跟随器的频率响应如下图所示，第一个极点出现在大约 3。6MHz处，而第二个极点
出现在大约 16MHz处。
图 9…10 带补偿线路的源极跟随器的波特图
最后应该提到的是：如果要在运算放大器中使用源极跟随缓冲器（这样增益将置于缓
冲器周围），而且，如果源极跟随器的谐振频率实质上远远大于运算放大器的单位增益频率，
那么超调能够忍受，不需要补偿线路。
9。4 共栅放大器
共栅电路一般由于源极节点的低阻抗rin，其频率响应比共源电路的频率响应优越，假
设GL并不比GDS1 小多少。
9。5 高输出阻抗镜像电路
威尔逊和共源共栅镜像电流源将高频极点引入信号传递函数。这些极点近似相等的时
间常数为Cgs / g m 。这种说法可以通过做高频小
信号分析（在分析中要包括小信号模型的电容）
得到证明。
9。6 共源共栅增益级
一个共源共栅增益级（见图 9…11）的准确高
频分析一般留给计算机仿真，但是，大致的分析
不会很复杂。在高频下，输出节点形成的时间常
数由于阻抗太大而始终占据主导地位。输出节点
图 9－11 共源共栅电路
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C ＋C
的总电容Cout是 gd 2 db 2 、负载电容CL以及偏置电流源的输出电容Cbias（一般CL起主
要作用）的并联。假设输出级的时间常数起主要作用，－3dB频率约等于时间常数的倒数。
也就是说
1 2g 2
ds
ω ≈ ≈
…3dB
Rout CL g m CL
（9…36）
用零值时间常数分析方法＇Gray，1993＇可以求出更加准确（虽然仍然不准确）的估算。
这种分析技术的优势是在确定总的－3dB频率中能够对每个电容的相对重要度有些理解。分
析的小信号模型如图 9…12 所示，其中
C =C ＋C ＋C
s 2 db1 sb 2 gs 2
（9…37）
C =C ＋C ＋C ＋C
d 2 gd 2 db 2 L bias （9…38）
图 9…12 共源共栅增益级的小信号模型
在零值时间常数分析中，所有独立源极都设为零（这里Vin设为 0V），每个电容都依次
τ ω
将其它电容设为零时加以考虑，求出相应的时间常数并用 Ci 标明。然后，－3dB频率 …3dB
推算为 1 除以所有时间常数的总和。
C C
在这个电路中，求出的第一个时间常数是对应 gs 1 的时间常数，表示为τC 。 gs 1 看
gs 1
到的电阻为Rin，因此
τ =C R （9…39）
Cgs 1 gs1 in
C C
对应 gd 1 的时间常数的计算更多，所以在它的计算中使用正式方法。 gd 1 用一个电压
C
源Vx替换。接下来， gd 1 看到的电阻通过计算Vx和ix（离开Vx的电流）的比求得。最后
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C R
的时间常数用这个电阻乘以 gd 1 。这个分析的小信号模型如图 9…10 所示，其中电阻 d 1 在
r
低频下是 ds 1 和M2（共源共栅晶体管）源极看进去的阻抗的并联。图 9…13（b）的电路本质上
与图 9…13（a）的电路相同，它用来求源极退化镜像电流源的输出阻抗。我们有
v =i R
y x in
（9…40）
a） b）
C
图 9…13 用于计算 gd 1 看到的电阻的两个等效小信号模型
而且
（ ）
ix = vx …vy Gd 1 …g m1vy
（9…41）
v / i
将式（9…40）带入式（9…41）解得 x x 得
v
x （ ）
rCgd 1 = =Rd 1 ＇1＋Rin Gd 1 ＋g m1 ＇
i
x
（9…42）
求出共源共栅晶体管M2 的源极看进去的导纳，即
Y ≈g
s 2 ds （9…43）
r
阻抗Rd1 是这个导纳和 ds 1 的并联，因此有
r
R ≈ ds
d 1
2
（9…44）
将这个结果带入式（9…42）有
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r
ds ＇ （ ）＇
rCgd 1 ≈ 1＋Rin 2g ds ＋g m1
2
r
ds （ ）
≈ 1＋g m1Rin
2 （9…45）
由此
r
τCgd 1 ≈Cgd 1 ds （1＋g m1Rin ）
2
（9…46）
r
如果Rin很大，如在晶体管输出阻抗 ds 的量级上，那么这个时间常数近似为
2
g m rds
τC ≈C
gd 1 gd 1 2 （9…47）
这个时间常数可能大到一个共源放大器的响应时间常数那么大―这个情况还不是很清
楚。
C r r
电容 s 2 看到的电阻为 ds 1 与M2 源极看进去的阻抗的并联，得近似为 ds ，有
r
